同步信号锯齿波触发电路优化

2025-09-29 理论教育版权反馈

【摘要】：图2.43 是同步信号为锯齿波的触发电路。图2.43同步信号为锯齿波的触发电路当控制电压uco ≈0.7 V 时，V4 导通，A 点电位由+E1迅速降低至1.0 V 左右，由于电容C3 两端电压不能突变，所以V5 基极电位迅速降至约-2E1，由于V5 发射结反向偏置，V5 立即截止。同步环节图2.44同步信号为锯齿波的触发电路工作波形在锯齿波同步的触发电路中，触发电路与主电路同步是指要求锯齿波的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。

图2.43 是同步信号为锯齿波的触发电路。此电路输出可为单窄脉冲，也可为双窄脉冲，适用于有两个晶闸管同时导通的电路，例如三相全控桥。电路可分为三个基本的环节：脉冲的形成与放大环节、锯齿波的形成和脉冲移相环节、同步环节。此外，电路中还有强触发和双窄脉冲形成环节。其中，脉冲放大环节将在第7章讲述，这里重点讲述脉冲形成、脉冲移相、同步等环节。

（1）脉冲形成环节

脉冲形成环节由晶体管V4、V5 组成，V7、V8 起脉冲放大作用。控制电压uco 加在V4 基极上，电路的触发脉冲由脉冲变压器TP 二次侧输出，其一次绕组接在V8 集电极电路中。

当控制电压uco=0 时，V4 截止。+E1（+15 V）电源通过R11供给V5 一个足够大的基极电流，使V5 饱和导通，所以V5 的集电极电压Uc5接近于-E1（-15 V）。V7、V8 处于截止状态，无脉冲输出。另外，电源的+E1（+15 V）经R9、V5 发射结到-E1（-15 V），对电容C3 充电，充满电后电容两端电压接近2E1（30 V），极性如图2.43 所示。

pagenumber_ebook=107,pagenumber_book=100

图2.43　同步信号为锯齿波的触发电路

当控制电压uco ≈0.7 V 时，V4 导通，A 点电位由+E1（+15 V）迅速降低至1.0 V 左右，由于电容C3 两端电压不能突变，所以V5 基极电位迅速降至约-2E1（-30 V），由于V5 发射结反向偏置，V5 立即截止。它的集电极电压由-E1（-15 V）迅速上升到钳位电压+2.1 V（VD6、V7、V8三个PN 结正向降压之和），于是V7、V8 导通，输出触发脉冲。同时，电容C3 经电源+E1、R11、VD4、V4 放电和反向充电，使V5 基极电位又逐渐上升，直到ub5 >-E1（-15 V），V5 又重新导通。这时uc5 又立即降到-E1，使V7、V8 截止，输出脉冲终止。可见，脉冲前沿由V4 导通时间确定，V5（或V6）截止持续时间即为脉冲宽度。所以脉冲宽度与反向充电回路的时间常数R11 C3有关。

（2）锯齿波的形成和脉冲移相环节

锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等。图2.43 所示为恒流源电路方案，由V1、V2、V3 和C2 等元件组成，其中V1、VS、RP2 和R3 为一恒流源电路。

当V2 截止时，恒流源电流I1c对电容C2 充电，所以C2 两端电压uc 为

uc 按线性增长，即V3 的基极电位ub3 按线性增长。调节电位器RP2，即改变C2 的恒定充电电流I1c ，可见RP2 是用来调节锯齿波斜率的。

当V2 导通时，由于R4 阻值很小，所以C2 迅速放电，使ub3 电位迅速降到零伏附近。当V2周期性的导通和关断时，ub3 便形成一锯齿波，同样ue3 也是一个锯齿波电压，如图2.44 所示。射极跟踪器V3 的作用是减小控制回路的电流对锯齿波电压ub3 的影响。

V4 管的基极电位由锯齿波电压、直流控制电压uco 、直流偏移电压up 三个电压作用的叠加值所确定，它们分别通过电阻R6、R7 和R8 与基极相接。

设uh 为锯齿波电压ue3 单独作用在V4 基极b4 时的电压，其值为

pagenumber_ebook=108,pagenumber_book=101 (https://www.chuimin.cn)

可见uh 仍为一锯齿波，但斜率比ue3 低。同理，偏移电压up 单独作用时，b4 的电压u′p 为

pagenumber_ebook=108,pagenumber_book=101

可见u′p 仍为一条与up 平行的直线，但绝对值比up 小。

直流控制电压uco 单独作用时b4 的电压u′co 为

pagenumber_ebook=108,pagenumber_book=101

可见u′co 仍为与uco 平行的一直线，但绝对值比uco 小。

如果uco=0，up 为负值时，b4 点的波形由uh+u′p 确定，如图2.44 所示。当uco 为正值时，b4 点的波形由uh+u′p+u′co 确定。由于V4 的存在，上述电压波形与实际波形有出入，当b4 点电压等于0.7 V 以后，V4 导通，之后ub4 一直被钳位在0.7 V 左右，波形如图2.44 所示。图中M 点是V4 由截止到导通的转折点。由前面分析可知，V4 经过M 点时使电路输出脉冲。因此当up 为某固定值时，改变uco 便可改变M 点的时间坐标，即改变了脉冲产生的时刻，脉冲移相。可见，加up 的目的是为了确定控制电压uco=0 时脉冲的初始相位。当接阻感负载电流连续时，三相全控桥的脉冲初始相位应定在α=90°；如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，这时要求脉冲的移相范围理论上为180°（由于考虑αmin和βmin，实际一般为120°）。由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180°，例如240°。此时，令uco=0，调节up 的大小使产生脉冲的M 点移至锯齿波240°的中央（120°处），对应α=90°的位置。这时，如uco 为正值，M 点就向前移，控制角α<90°，晶闸管电路处于整流工作状态；如uco 为负值时，M 点就向后移，控制角α >90°，晶闸管电路处于逆变状态。

（3）同步环节

pagenumber_ebook=109,pagenumber_book=102

图2.44　同步信号为锯齿波的触发电路工作波形

在锯齿波同步的触发电路中，触发电路与主电路同步是指要求锯齿波的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。从图2.43 可知，锯齿波是由开关V2 管来控制的。V2 由导通变截止期间产生锯齿波，V2 截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度，V2 开关的频率就是锯齿波的频率。要使触发脉冲与主电路电源同步，使V2 开关的频率与主电路电源频率同步就可达到。图2.43 中的同步环节，是由同步变压器TS 和作同步开关用的晶体管V2 组成的。同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器的二次电压来控制V2 的通断作用，这就保证了触发脉冲与主电路电源同步。

同步变压器TS 二次电压uTS 经二极管VD1 间接加在V2 的基极上。当二次电压波形在负半周的下降段时，VD1 导通，电容C1 被迅速充电。因O 点接地为零电位，R 点为负电位，Q 点电位与R 点相近，故在这一阶段V2 基极为反向偏置，V2 截止。在负半周的上升段，+E1 电源通过R1 给电容C1 反向充电，uQ 为电容反向充电波形，其上升速度比uTS 波形慢，故VD1 截止，如图2.44 所示。当Q 点电位达1.4 V 时，V2 导通，Q 点电位被钳位在1.4 V。直到TS 二次电压的下一个负半周到来时，VD1 重新导通，C1 迅速放电后又被充电，V2 截止。如此周而复始。在一个正弦波周期内，V2 包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主电路电源频率和相位完全同步，达到同步的目的。可以看出，Q 点电位从同步电压负半周上升点开始时刻到达1.4 V 的时间越长，V2 截止时间就越长，锯齿波就越宽。可知锯齿波的宽度是由充电时间常数R1C1 决定的。

（4）双脉冲形成环节

本方案是采用性能价格比优越的、每一个触发单元的一个周期内输出两个间隔60°的脉冲的电路，称内双脉冲电路。

图2.43 中V5、V6 两个晶体管构成一个“或”门。当V5、V6 都导通时，uc5 约为-15 V，使V7、V8 都截止，没有脉冲输出。但只要V5、V6 中有一个截止，都会使uc5 变为正电压，使V7、V8 导通，就有脉冲输出。所以只要用适合的信号来控制V5 或V6 的截止（前后间隔60°），就可以产生符合要求的双脉冲。其中，第一个脉冲由本相触发单元的uco 对应的控制角α 所产生，使V4由截止变为导通造成V5 瞬时截止，于是V8 输出脉冲。相隔60°的第二个脉冲是由滞后60°相位的后一相触发单元产生，在其生成第一个脉冲时刻将其信号引至本相触发单元V6 的基极，使V6 瞬时截止，于是本相触发单元的V8 管又导通。第二次输出一个脉冲，因而得到间隔60°的双脉冲。其中VD4 和R17的作用，主要是防止双脉冲信号互相干扰。

在三相桥式全控整流电路中，器件的导通次序为VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6，彼此间隔60°，相邻器件成双接通。因此，触发电路中双脉冲环节的接线方式为：以VT1 器件的触发单元而言，图2.43 电路中的Y 端应该接VT2 器件触发单元的X 端，因为VT2 器件的第一个脉冲比VT1 器件的第一个脉冲滞后60°。所以当VT2 触发单元的V4 由截止变导通时，本身输出一个脉冲，同时使VT1 器件触发单元的V6 管截止，给VT1 器件补送一个脉冲。同理，VT1器件触发单元的X 端应当接VT6 器件触发单元的Y 端。依此类推，可以确定六个器件相应触发单元电路的双脉冲环节间的相互接线。

同步信号锯齿波触发电路优化

相关推荐